2129.Учебная работа .Тема:Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ

1 Звезда2 Звезды3 Звезды4 Звезды5 Звезд (4 оценок, среднее: 4,75 из 5)
Загрузка...

Тема:Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ»,»

Из представленной таблицы видно, что в данной системе из энергетических соображений можно использовать ФМнсигналы с М равным 2,4 и частично 8.

4. Расчет показателя качества системы

Показателем качества данной системы является колличесво земных станций, ретранслируемых в одном стволе БРТР (N).

В общем случае N=fствола/fстанции, где

fствола полоса частот, отведенная для одного ствола. дfствола=70 МГц (см.ТЗ.)

fстанции ширина спектра сигнала одной ЗС, ретранслируемой в данном стволе. fстанции=fс*Nк, (Nк=50 число телефонных каналов на одной ЗС (см.ТЗ.), дfс ширина спектра сигналов одного канала). Т.к. fс=R/log M (где R=64 кбит/с), то fстанции=Nк* *(R/log M)=64000*50/log M.(здесь,ранее и далее log имеет основание 2, исключая случаи, где оно не оговорено отдельно).

Далее приведена таблица расчета значений N в зависимости от различных М :

Кратность ФМсигнала

fстанции, кГц

N

2

3200

21.875

4

1600

43.75

8

1066.667

65.625

В стремлении достичь максимума показателя качества N, естественно выбрать сигнал ФМн с М=8 (N=65).

5. О построении ФМ и АФМ сигналов.

В основу принципов построения ФМ сигналов заложено формальное расположение m сигнальных точек на окружности с радиусом R, зависящем от мощности (энергии посылки) сигнала,на равных расстояниях с угловым интервалом 2*/m радиан. Примеры совокупностей сигнальных точеквекторов для случаев m=2,4,8,16:

а) б) в) г)

Если на посылке передается гармоническое колебание с параметрами a,,, тогда

____________________

T

__ __ __

R=\/E= a^2*sin^2(*t+)dt =a*\/ T/ \/ 2

0

Данное значение R совпадает с евклидовым расстоянием между центром окружности и любой точкой на ней. Для 2х позиционного ФМ сигнала (рис. а) расстояние между сигланьными точками 2*\/E это максимально возможное расстояние между точками круга с радиусом \/E. Оно полностью определяет потенциальную помехоустойчивость данной 2х позиционной системы.

Расстояние между двумя гармоническими сигналами S1 и S2 длительностью Т1 отличающимися по фазе на угол

d=(S1,S2)= (S1(t)S2(t))^2dt = (a*sin(*t+)a*sin*t)^2dt =

______________ ____ _______

=\/ (a^2)*T(1cos) =\/2*E *\/1cos ,где E=(a^2)*T/2

Ниже приведена таблица расчетов рассояний dm между ближайшими вариантами сигнала в mпозиционных системах с ФМ и соответствующих проигрышей (по минимальному сигнальному расстоянию), текущей системы двухпозиционной (см. 7 стр 49.):

Кратность манипуляции К

Число фаз m

Минимальная разнсть фаз

Минимальное евклидово расстояние между сигналами dm

d2/dm,дБ

1

2

2*\/E

0

2

4

/2

\/2*E=1.41*\/E

3.01

3

8

/4

\/(2\/2)E=0.765\/E

8.34

4

16

/8

\/(2\/2+\/2)E=

=0.39\/E

14.2

5

32

/16

\/(2\/2+\/2+\/2)E=

=0.196\/E

20.2

Равномерное размещение всех сигнальных точек на окружности, т.е. использование равномощных сигналов, отличающихся лишь фазой, является оптимальным только для 2х, 3х и 4х позиционных случаев. При m>4 оптимальными будут неравномощные сигналы, которые кроме отличия по фазе имеют различие по амплитуде. Размещены они равномерно, обычно внутри окружности, радиус которой определяется максимально допустимой энергией сигнала. С точки зрения теории модуляции такие сигналы относятся к сигналам с комбинированной модуляцией, при которой одновременнo изменяется несколько параметров сигнала. В данном случае амплитуда и фаза (сигналы с амплитуднофазовой манипуляцией АФМн). Простейший принцип построения сигналов с АФМн состоит в том, что сигнальные точки размещаются на двух концентрических окружностях. Однако, этот путь не всегда приводит к оптимальному результату. Например: 8ми позиционный сигнал с АФМн:

___

4 сигнала размещены на окружности с радиусом R=\/E , а 4 на окружности r<R со сдвигом по фазе /4 (сигнальные точки расположены рядом с их соответствующими номерами). Данная совокупность сигналов оптимизируется по критерию максимума минимального расстояния между сигналами, путём выбора отношения радиусов R и r. Оптимальное отношение R/r=1.932 определяется чисто из геометрических соображений: чем больше r, тем больше расстояние между сигнальными точками окружности радиуса r, но тем меньше расстояния между этими точками и токами окружности радиуса R. Пэтому искомый максимум R/r достигается тогда, когда эти расстояния будут равны т.е. равносторонним будет треугольник 854, а это будет только тогда, когда искомое отношение равно указанному. При этом оптимальном отношении минимальное расстояние между сигналами d8=0.73\/E (см.7.стр.51). Это расстояние меньше,чем у системы 8ми позиционных ФМнсигналов, расположенных на одной окружности радиуса R(см. последнюю таблицу). Таким образом, в случае трехкратной системы размещение сигнальных векторов на двух концентрических окружностях не дает выигрыша. Оптимальным по критерию максимума минимального расстояния оказывается простейшая 8ми позиционная система с АФМн, у которой 7 сигнальных точек размещены на окружности радиуса R=\/E, а восьмой сигнал равен нулю:

МИНИМАЛЬНОЕ РАССТОЯНИЕ У ТАКОЙ СИСТЕМЫ d8=0.86\/E, ЧТО БОЛЬШЕ, ЧЕМ d8 ФМн.

Далее рассмотрим 16позиционные АФМнсигналы.

Расстояние между ближайшими сигнальными точками в 16ти позиционной ФМн системе d16=0.39\/E, что соответствует проигрышу в 14.2 дБ по сравнению с 2х позиционной (см. посл. табл.). В круге данного радиуса можно построить лучшую систему сигналов с АФМн. Примером построения такой системы является система, у которой нечётные сигналы равномерно размещены на окружности большого радиуса с интервалом /4, а чётные с тем же интервалом на окружности меньшего радиуса, но с общим сдвигом по фазе относительно нечётных на угол /8:

Оптимальное соотношение между радиусами R/r=1.587. При этом отношении минимальное расстояние между сигналами d16=0.482\/E. Таким образом минимальное расстояние между сигналами в 16ти позиционной АФМн сигнале больше, чем в аналогичной ФМн. Следовательно и помехоустойчивость в 16типозиционной АФМн системе выше при таком расположении векторов, чем в аналогичной ФМн системе, при равномерном размещении сигнальных точек на окружности.

Другим ярким примером 16ти позиционных АФМн сигналов является система, в которой сикнальные точки размещены в узлах квадратной решетки:

Минимальное расстояние между сигнальными точками (d16=0.47\/E) хоть и меньше, чем в предыдущем примере, но такой сигнал удобен с точки зрения практической реализации.

При всех своих достоинствах АФМн сигналы имеют довольно серьёзный недостаток это неравномощность вариантов. По этой причине возникают определённые трудности как при их передачи(особенно при наличии нелинейных преобразований, которые обычно имеют место, например на БРТР), так и при оптимальной обработке. По этим причинам в рассматриваемой здесь системе не будем переходить от 8ми позиционных ФМн сигналов к аналогичным АФМн (хотя необходимо отметить относительно весомое превосходство последних по помехоустойчивости). Однако, в том случае, если необходимо в одном БРТР ретранслировать число станций большее, чем 65 (при Pош=const), то придётся сделать переход к сигналам с шестнадцатью позициями фазы, т.к. при возрастании m в сигналах с ФМн, при равномерном расположении сигнальных точек на окружнсти, резко ухудшается помехоустйчивость. 8ми позиционные сигналы АФМн довольно часто нахoдят применение именно по этой причине.

6. Приемник земной станции.

В общем случае спектр сообщения на входе приемника ЗС выглядит следующим образом:

Требуется выделить сигналы от каждой станции,следовательно необходим блок полосовых фильтров:

Упрощенная структурная схема приемника ЗС:

Обозначения на схеме: Фвысокочастотный фильтр, УВЧ усилитель высокой частоты (параметрический, ЛБВ и т.д.), СМ смеситель (преобразователь частоты; в зависимости от ширины спектра сигнала и несущей частоты возможно одно, два или даже три преобразования частоты; ограничимся в данном приемнике одним ПЧ, если же полученной при этом избирательности по зеркальному каналу в общем тракте окажется недостаточно, придется переходить на 2х кратное ПЧ и т.д.); Г гетеродин; ПФ полосовые фильтры; т.к. от них требуется высокая крутизна АЧХ, то обычно в качестве ПФ используются фильтры Чебышева или Баттерворта высокого порядка; УПЧ усилители промежуточной частоты: в них осуществляется основное усиление, полоса пропускания УПЧ fупч=fстанции+fнест, гдеfнест=0.000010.000001 запас на нестабильность частоты.Пустьfнест=0.00001, тогда fнест=0.00001*fo =0.00001*11 Ггц; ОД общий демодулятор, РУ решающее устройство; ВСК временной селекторный каскад (в нем происходит разделение каналов); КД канальные демодуляторы, выделяющие сообщение; Дек. ЦАП.

Рассмотрим работу некоторых узлов приемника более подробно.

1) Общий демодулятор.

На интервале длительностью Т из совокупности известных равномощных сигналов S1(t), S2(t), …, Sm(t) (в данном случае m=8) переданным считается сигнал Si (t), если

x(t)*Si(t)dt>x(t)*Sj(t)dt

j=1,2,…m. i не равно j

где х(t) принятый сигнал (1)

Так как принимаемый сигнал ФМ, то входящие в (1) опорные сигналы Sj представляют собой гармонические колебания с соответствующими начальными фазами Sj= sin (t + j); j=1,2,…,m.

Общая схема когерентного демодулятора с ФМ m=8 [7,стр.95]

Схема содержит m=8 корреляторов и решающее устройство сравнения и выбора максимального из выходов корреляторов. Вопросы реального формирования опорных колебаний описаны в (7)Число опорных колебанийи соответственно корреляторов в демодуляторе сигналов с ФМ меньше, чем число вариантов фазы. Число опор многопозиционных ФМ сигналов может быть сведено к двум, если применить соответствующий вычислитель.

Пусть имеются свертки принятого сигнала x(t) и квадратурных опорных колебаний с произвольной начальной фазой о, т.е.

Xo=x(t)*sin(t+o)

(2)

Xo=x(t)*cos(t+о)

Тогда любой из интервалов: входящих в алгоритм (1), можно представить через (2) по формуле:

Vi=Xo*cos(jo) +Yo*sin(jo) (3),

следовательно общая схема когерентного демодулятора сигналов с многопозиционной ФМн может быть представлена в следующем виде:

В этой схеме автономный генератор и фазовращатель на /2 вырабатывают квадратурные опорные колебания с произвольной начальной фазой о; в 2х корреляторах вычисляются проекции принятого сигнала на эти опорные колебания, в вычислителе по формуле (3) вычисляются значения Vj, а затем определяется максимальное из них. Для работы схемы необходимы точные значения разностей jo между фазами вариантов принимаеиого сигнала и фазой опорного колебания в корреляторах. Эти разности фаз после их нахождения вводятся в вычислитель.

Подробные сведения о работе демодуляторов сигналов с много позиционной ФМ можно найти в [7].

2) Система синхронизации

В системе синхронизации есть подсистемы:

а) подсистема тактовой синхронизации;

б) подсистема, обслуживающая декодер (ЦАП);

в) подсистема, управляющая разделением каналов.

7. Учет недостатков МДЧР при равномерной расстановке частот сигналов.

При МДЧР вследствие одновременного воздействия многих сигналов на нелинейный выходной усилитель мощности ствола ретранслятора, возникает ряд нежелательных эффектов: снижается общая полезная мощность на выходе УМ; появляются интермодуляционные искажения изза нелинейности амплитудной характеристики УМ, происходит взаимное подавление сигналов. Эти недостатки приводят к снижению пропускной способности систем, под которой понимаем число станций (сигналов), обслуживаемых одним стволом БРТР.

Сигнал, занимающий среднее положение в полосе частот ствола, при равномерном распределении мощностей сигналов находится в наихудшем положении, так как на него приходится наибольший уровень интермодуляционных искажений Если необходимо выровнять помехоустойчивость приемников различных станций, то распределение мощностей сигналов должно быть принято неравномерным.

8. Заключение

В курсовом проекте дано краткое описание спутниковой системы связи с МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов; достаточно подробно выполнен раздел, посвященный выбору сигнала и перспективам применения в данной системе сигналов с АФМ; менее подробно рассмотрены вопросы приема выбранного сигнала . Более полные сведения о тех или иных разделах данной работы можно получить из соответствующих первоисточников, которые указаны по тексту.

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА ККК.

1. Тип системы : ССС с МДЧР

2. Число телефонных каналов на данной земной станции (ЗС) 50.

3. Средняя частота работы ретранслятора (РТР)

fo =11 ГГц

4. Вероятность ошибки на 1 символ:

Рош=10^(5)

5. Коэффициент усиления антенны бортового РТР

Ga прд =30 дБ

6. Диаметр антенны приемника ЗС

Da прм=7 м

7. Ширина полосы частот, отводимая стволу f ств=70 Мгц

8. Мощность бортового ПРД

Р прд=10 Вт

ЛИТЕРАТУРА

1.»»Проектирование систем передачи цифровой информации.»» под ред. Пенена П.И.

2.»»Проектирование многоканальных систем передачи информации»» Когновицкий Л.В.

3.»»Основы технического проектирования систем связи через ИСЗ»». Фортушенко А.Д. и др.

4.»» Справочник Спутниковая связь и вещание.»» под ред. Кантора Л.Я., 1988г.

5.»»Системы передачи цифровой информации»».Пенин П.И.

6.»»Антенны и устрйства СВЧ»». Сазонов Д.М.

7.»»Цифровая переадача информации фазомодулированными сигналами»». Окунев Ю.Б.

8.»»Помехоустойчивость и эффективность СПИ»» под ред, Зюко А.Г.

9.»»Оптимизация по пропускной способности сисем связи с частотным разделением»». Когновицкий Л.В. Касымов Ш.И. Мельников Б.С.

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

ПО КУРСУ

СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ

НА ТЕМУ

«»МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С

ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ.»»

ФАКУЛЬТЕТ РТФ

ГРУППА Р891

СТУДЕНТ АСАТРЯН С.Р.

РУКОВОДИТЕЛЬ КОГНОВИЦКИЙ Л.В